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　　兩例變頻器開關電源電路實例
　                            ——兼論電容C23在電路中的重要作用

　　先看以下電路實例：

　　圖1 東元7200PA 37kW變頻器開關電源電路

　　圖2 海利普HLPP001543B型15kW變頻器開關電源電路

　　圖1、圖2電路結構和原理基本上是相同的，下面以圖1電路例簡述其工作原理。

　　開關電源的供電取自直流回路的530V直流電壓，由端子CN19引入到電源/驅動板。

　　電路原理簡述：由R26~R33電源啟動電路提供Q2上電時的起始基極偏壓，由Q2的基極電流Ib的產生，導致了流經(jīng)TC2主繞組Ic的產生，繼而正反饋電壓繞組也產生感應電壓，經(jīng)R32、D8加到Q2基極;強烈的正反饋過程，使Q2很快由放大區(qū)進入飽合區(qū);正反饋電壓繞組的感應電壓由此降低，Q2由飽合區(qū)退出進入放大區(qū)，Ic開始減小;正反饋繞組的感應電壓反向，由于強烈的正反饋作用，Q2又由放大狀態(tài)進入截止區(qū)。以上電路為振蕩電路。D2、R3將Q2截止期間正反饋電壓繞組產生的負壓，送入Q1基極，迫使其截止，停止對Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次從電源提供Q1的起振電流，使電路進入下一個振蕩循環(huán)過程。

　　5V輸出電壓作為負反饋信號(輸出電壓采樣信號)經(jīng)穩(wěn)壓電路，來控制Q2的導通程度，實施穩(wěn)壓控制。穩(wěn)壓電路由U1基準電壓源、PC1光電耦合器、Q1分流管等組成。5V輸出電壓的高低變化，轉化為PC1輸入側發(fā)光二極管的電流變化，進而使PC1輸出測光電三極管的導通內阻變化，經(jīng)D1、R6、PC1調整了Q2的偏置電流。以此調整輸出電壓使之穩(wěn)定。

　　這是我的第二本有關變頻器維修的書中，對圖1電路原理的簡述，由于疏漏了對電容C23作用的講解，給讀者帶來了一些疑問：1)N2繞組負電壓是如何加到Q2基極的?2)電路中C23的作用是什么?3)C23的充、放電回路是怎樣走的?這3問題涉及到電路原理的關鍵部分，無它，開關電管Q2即無法完成由飽和導通→進入放大區(qū)→快速截止→重新導通的工作狀態(tài)轉換，三個問題其實又只是一個問題，即圖1的C23(或圖2中的C38)究竟對電路的工作狀態(tài)轉換起到怎樣的重要作用?先不要忙，將這個問題暫且按下不表，先說幾句題外話。

　　在由3844(42/43/34)PWM脈沖芯片為核心構成的開關電源電路，大行其道的今天，像圖1、圖2這樣由兩只雙極型晶體管構成的開關電源電路(對比于集成器件，或稱之為分立元件構成的開關電源)，仍占有一席之地，在數(shù)個變頻器廠家的產品中，得到應用。難道是廠家技術人員有懷舊情結嗎?還是為了降低生產成本?其實都不是!采用分立元件做開關電源，設計人員肯定有更全面和深入的考慮。

　　而我的維修經(jīng)驗而論，我比較傾向和首肯于由分立元件構成的開關電源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和維修都比較讓人放心。電路的質量，并不取決于采用集成器件或分立元件，也不取決于電路采用元器件的數(shù)量多少，這些都是形式而非本質。相對于分立元件組成的電路，集電器件是否就具有技術上的先進性和工作上的可靠性?則真的是一個問號，不可一概而論。比較二者電路的設計難度，分立元件的電路，恐怕難度要更高一些。

　　與分立元件的電源相比，用3844做成的電源電路，更像一個“傻瓜型”電路，有固定的電路模式，與成型外圍作成一個電路單元，可以應急取代任意開關電源電路，達到修復目的(有的技術人員已經(jīng)這樣做了)。

　　電路的元件數(shù)量愈少，電路結構越是精簡，電路的故障率就越低，這是一個被實踐驗證的法則。實際維修中，采用圖1電路形式的開關電源，故障率和可靠性，要優(yōu)于用集成器件做成的開關電源。個別電源，停電時還好好兒的，一上電，開關管就炸掉了，說明即使“傻瓜型”電路，在設計上也不可掉以輕心，關鍵環(huán)節(jié)電路參數(shù)的嚴重偏離，也會導致電路設計的失敗!

　　電路的優(yōu)劣，還是不在于電路的形式，不在于采分立元件還是采用集成器件，用3844芯片設計的大量經(jīng)典電路，在變頻器開關電源中也同樣大展身手。

　　此處不再討論兩種電路的優(yōu)劣，結合電路的振蕩工作過程，說明一下電容C23在電路中所起的作用。

　　1)變頻器上電瞬間，由啟動電阻R20~R30、R33提供開關管Q2的基極正偏電流，Q2由截止狀態(tài)進入放大區(qū)，產生IC2→開關變壓器TC2的主繞組N1流入電流而儲能→反饋繞組N2產生上+下-的感應電壓信號，經(jīng)二極管D8輸入開關管Q2的基極，使Ib2↑→IC2↑，直至IC2達到飽和。引發(fā)振蕩狀態(tài)的第一個轉折。

　　二極管D8正偏導通時，相當于將電容C23短接(二者成并聯(lián)接法)，C23在此時不起作用。

　　2)Q2飽和期間(IC2不再變化)，N2感生正電壓降低→Ib2↓→IC2↓→令Q2退出飽和區(qū)進入放大區(qū)。IC2↓→N2反饋繞組感應電壓反向，從圖1上看，感應電壓的極性變?yōu)樯县撓抡?，二極管D8反偏截止。假設沒有C23，電路的振蕩過程將被阻斷，C23的作用在此時凸顯，使振蕩過程能夠得以繼續(xù)。

　　D8反偏，相當于開路，解除了對C23的短接，N2感應電壓，經(jīng)R32、Q2的be結到電源地，形成C23的充電電流通路，在C23上形成左+右-的充電電壓。

　　從信號耦合的角度來看，C23將N2繞組的負向電壓耦合至Q2的基極，對Q2基極的正偏電壓進行了衰減，進一步令Ib2↓→IC2↓，強烈正反饋過程，使Q2很快進行截止狀態(tài)。

　　再換一個角度看，在中、高頻電路，雙極型晶體管的be結電容，不容忽視。正向偏壓，對結電容實施了上+下-的充電控制，C23所提供的負向電壓，有反向強制將Q2的be結電容所儲存的“電荷拉出”的作用，能令其快速截止。這是為什么要對開關管施加負向偏壓的原因。

　　Q2截止后，因為C23上負壓的存在(C23上的負壓有一個放電時間)，C23能維持一定時間的截止，直到其負向電壓能量因放電小于啟動電阻所提供正向電壓的能量，Q2由截止狀態(tài)，又會再度進入放大區(qū)。

　　C23的負電壓(對Q2來講，是負向偏壓)的放電回路：C23右端的負電壓→R32→N2繞組到地→DC530V供電電源→啟動電阻→C23的左端，C23的充電電荷被泄放，Q2負向偏壓消失，為重新導通創(chuàng)造了條件。并聯(lián)在分流管Q1的c、e極的二極管D9，限制Q2的be結反偏壓峰值，有保護Q1、Q2的作用。

　　電路設計中，C23容量的選值和R33的選值，作為RC時間常數(shù)影響到振蕩周期，需要與開關變壓器的相關參數(shù)一起，精心核算和核準。

　　變頻器對DC530V電壓的采樣和檢測，是通過對開關變壓器二次繞組的電壓采來完成的。我在相關博文已道破這一“機密”。在這里順便再說明一下。

　　開關管Q2飽合導通時，將TC2的初級繞組接入直流530V電源的兩端，此時D11正偏導通，將N3繞組感應所得，與DC530V供電成比例的負向交流電壓，整流和后續(xù)RC電路濾波后，得到-42V電壓采樣信號，送MCU主板電路，用于直流電壓顯示、過、欠壓報警與停機保護，控制VVV/F輸出等。D11和D12接于同一個次級繞組上，D12在Q2截止期間(TC2釋放磁能)正偏導通，D將“大面積低幅度”的正向脈沖整流作為5V供電，而D11卻在Q2飽和導通期間，將“小面積而幅度高”的負向脈沖做負向整流后，作為電壓檢測信號。D12整流電壓是穩(wěn)壓的，D11輸出電壓值，僅反映DC530V電壓的高低，并非穩(wěn)壓輸出，為什么?朋友們可以自己先想一下，我的《直流電壓檢測電路的問號》一文中已有討論，上此不予贅述了。

　　圖3 直流回路電壓采樣等效電路及波型示意圖

　　為驅動電路供電的六組相互隔離的整流、濾波電路，省略未畫，請參見第四章驅動電路的相關內容。

　　對開關電源故障的檢修，要找出其中關鍵的脈絡。主要有兩個電路環(huán)節(jié)：

　　1、振蕩支路——包括起振電路和正反饋信號回路。起振電路：由TC2主繞組、開關管Q2的C、E極構成Q2的IC電流回路，和由啟動電阻R26—R33、Q2的發(fā)射結構成的(Ib)起振回路;由TC2的正反饋繞組(有時稱自供電繞組，本電路中兼有兩種身份)、R32、D8構成的正反饋回路。起振回路和正反饋回路，二者結合，共同提供了和滿足了開關管Q2的振蕩條件。

　　2、穩(wěn)壓支路——U1、PC1、Q1構成了對輸出電壓的采樣電路和電壓誤差放大電路，以Q1對Q2的IC的分流作用實現(xiàn)對輸出電壓的調整。

　　在實際工作中，開關電源電路的兩個支路其實共同構成了對Q2的Ib的控制。顯然，穩(wěn)壓支路會影響到振蕩支路。如Q2的漏電或擊穿，將會造成對Q2的Ib分流過大，導致電路停振。電路停振肯定不僅只是振蕩電路本身的問題，但檢修的步驟，卻可以圍繞兩個支路來展開。（轉自咸慶信）